sabato 21 aprile 2018

NAD 3020 - Un "classico" molto poco classico - Il preamplficatore

IL NAD 3020 - Il preamplificatore


Il preamplificatore del NAD 3020 nella sua versione originale. L'unico intervento grafico di rilievo à stato l'inserire un VERO disegno della presa TAPE DIN, che nell'originale richiamava alla mente di tutto TRANNE che il suo essere una presa per il registratore! Il resto sono solo ritocchi minori per dare maggiore leggiibilità al disegno.

Questa seconda parte sul NAD 3020 è dedicata al suo preamplificatore il cui schema, almeno nella sua versione iniziale è insolito interessante tanto quanto lo è quello del finale. Cominciamo dal circuito all'epoca più importante, lo stadio Phono MM. Anzitutto va detto che, contrariamente a quanto succedeva all'epoca negli apparecchi relativamente economici, la deenfasi RIAA vien attuata in modo dignitoso e con costanti di tempo abbastanza vicine a quelle ufficiali dello standard. Nessun miracolo da gridare, sia chiaro, ma vi sono state e vi sono tuttora implementazioni ben più approssimative.
Il cuore amplificante del circuito è in sostanza costituito da due transistori collegati a pseudo base comune il primo (Q403 e Q404 rispettivamente per i due canali) e a base comune il secondo (Q407 e Q408, che sono anche i transistori di uscita). Degli altri tre transistori presenti, due (Q401-402 e Q405-406) fungono da adattatori di impedenza a inseguitore di emettitore mentre il terzo (Q409-410) funge da carico attivo per il transistore di uscita, che è anche quello che fornisce la maggior parte del guadagno ad anello aperto del circuito (che, come tutti gli stadi phono con RIAA nel circuito di controreazione deve essere piuttosto consistente: non fosse che per i loro limiti di rumore, è l'unico circuito audio in cui gli amplificatori operazionali cadono proprio a fagiolo mentre in tutti gli altri il loro uso è più una questione di comodità che altro).
Il primo passo per valutare i guadagni in tensione dei singoli stadi, ormai lo sappiamo, è trovare le correnti di lavoro dei transistori in modo da poter risalire alle loro transconduttanze, che sono legate tra loro dalla formuletta

gm = Ic/26 milliVolt

dove gm è la transconduttanza in Siemens (o Ampere/Volt) e Ic la corrente di collettore in mA. solitamente, trovandomi più a mio agio con le resistenze e con i rapporti tra resistenze a definire i guadagni, uso la formuletta inversa

26 milliVolt/Ic = Re

dove Re è l'inverso della transconduttanza e si situa circuitalmente in serie all'emettitore del transistore sotto esame. I risultati delle due modalità di calcolo (il primo privilegia le moltiplicazioni mentre il secondo le divisioni e i rapporti tra resistenze) sono identici e il preferire l'una o l'altra è solo questione di abitudine e comodità (come è il nostro caso: lo vedremo tra un istante).

Lo stadio di ingresso composto da Q401+Q403 (Q402+Q404 per l'altro canale) è percorsa da un'unica corrente il cui valore possiamo ricavare dalla caduta di tensione su R407 (R408) divisa per il valore resistivo di questa (3.900 Ohm). La caduta di tensione indicata sullo schema è pari a 1 Volt da cui consegue una corrente che scorre nei transistori di circa 256 uA, una corrente di polarizzazione tipica per stadi che devono lavorare a basso rumore.
Conoscendo ora la corrente possiamo definire le Re dei due transistore che si sommano tra loro e vengono viste dal transistor superiore Q403 (Q404) come una unica resistenza di  valore doppio (o, guardando la faccenda in termini di trasconduttanza, tutto lo stadio esibisce una transconduttanza dimezzata rispetto a quella del singolo transistor) La Re equivalente, pari a 203 Ohm totali, rapportati al valore di 3.900 Ohm di R407 (R408) ci fornisce un guadagno di tensione pari a 3900/203 = 19.2 circa, discreto ma non al punto da lasciarci andare alla pazza gioia: al secondo stadio gli si dovrà tirare il collo per benino ed è per questo che è equipaggiato con un carico attivo sull'uscita.

La struttura dello stadio e il suo non fantastico guadagno in tensione hanno le loro ragioni d'essere in due obiettivi: 1) minimizzare il contributo di rumore introdotto dai transistori (solitamente il contribuente più aspro e disturbante) e 2) dare allo stadio medesimo un buon margine contro i rischi di saturazione, riuscendo a tutelarsi in maniera più che adeguata (270 mV di margine a 1 kHz, almeno il triplo di quanto effettivamente serve). Il rumore residuo è in sostanza dovuto alle resistenze R405 (R406) ed R411 (R412) che da questo punto di vista sommano i loro contributi e non possono essere eluse:

Una piccola parentesi su questo punto ci aiuterà a capire quanto all'epoca tutti (non solo NAD) tendessero a "pompare" un po' il dato di bontà del rumore confidando nel fatto noto ma taciuto che la rete RIAA per sua natura "bara" sul rumore comportandosi come un filtro di pesatura dello stesso.
Partendo da un riferimento precalcolato che attribuisce ad una resistenza di 10 kOhm, a temperatura ambiente, 12.8 nV (nanovolt) moltiplicati per la radice della banda passante del circuito, avremmo dalle resistenze sopraddette, in caso di circuito lineare, un livello di rumore pari a 12,8 nV diviso per la radice del rapporto tra la loro somma (1500+2200=3700 Ohm) e la resistenza di riferimento da 10 kOhm: circa 7.8 nV che moltiplicato per 142 (all'incirca la radice quadrata di 20 kHz di banda passante) ci scodella circa 1,1 uV di rumore elettronico (a cui va aggiunto il ronzio, ma è un altro paio di maniche).
Tale rumore, rapportato ai 5 mV di ingresso a cui fa riferimento NAD per questo circuito, equivale a un rapporto segnale/rumore di circa 73 dB - buono e abbastanza vicino al valore fornito da NAD per il caso di testina connessa in circuito - ma piuttosto lontano dallo strepitoso 84 dB che viene dichiarato per l'ingresso in cortocircuito. L'inghippo si nasconde appunto nel fatto che la RIAA "pesa" e filtra il rumore facendolo apparire inferiore a quello che realmente è. Lo stesso circuito utilizzato come ingresso microfono (e quindi privo di deenfasi RIAA) "soffierebbe" udibilmente di più.

Quanto detto sopra con lo scopo di aiutare a prendere i dati di rumore con il grano di sale che serve, non toglie che comunque quello del NAD è un risultato che rientra nella media dei migliori: gli "assoluti" lo distanzieranno al più di quattro o cinque decibel. A impedire di andare oltre ci pensa, inesorabilmente, la fisica. A meno di non congelare tutto il circuito phono in un criostato almeno alla temperatura dell'azoto liquido (e per applicazioni estreme - non audio ovviamente - lo si fa), i limiti raggiunti in pratica sono da considerarsi sostanzialmente non migliorabili.

Passiamo al secondo stadio che, ormai è chiaro, è quello che deve cacciare il "grano" per far funzionare la controreazione. La corrente più importante da trovare è quella che scorre attraverso Q407-Q409 (Q408-Q410); corrente che ricaviamo dalla caduta di tensione su R421 (R422) e che vale 0,6/180 = 3,3 mA, che ci rimanda a sua volta a una Re per Q407 (Q408) di circa 7,8 Ohm, che in altri tipi di circuito verrebbe considerata ragionevolmente bassa ma che qui potrebbe non esserlo ancora a sufficienza per garantirci il guadagno ad anello aperto che ci serve. Ma vediamo quanto il progettista è riuscito a spremere questo stadio. Per farlo dobbiamo definire il carico su cui tale stadio sviluppa il suo guadagno in tensione.

I contribuenti maggiori di tale carico sono il carico di uscita (che in banda audio è costituito dal potenziometro di volume da 20 kOhm, più l'eventuale registratore collegato alle uscite "record"), l'impedenza di uscita di Q407 (Q408) e la rete di equalizzazione RIAA.
Quest'ultima però, a parte l'estremo alto della banda audio, contribuisce in misura relativamente modesta, fatto che ci permette di escluderla facendo a meno di impelagarci nei conti con i numeri complessi come altrimenti dovremmo fare. Ai nostri fini ci è sufficiente sapere che tale rete, insieme a R411 (R412), definisce il massimo guadagno ad anello chiuso richiesto al circuito sia a bassa frequenza (720 circa a 20 Hz) sia ad alta frequenza (circa 8 a 20 kHz). A 20 Hz la sua impedenza viaggia oltre i 900 kOhm mentre a 20 kHz equivale alla reattanza delle sue capacità in serie (750 pF), cioè a circa 10,1 kOhm.

Ci resta solo da definire il contributo al carico dato da Q407 (Q408); quello di Q409 (410), con oltre 10 MOhm di impedenza di uscita, può essere tranquillamente non conteggiato. Per far questo occorre anzitutto valutare la Re vista dal suo emettitore che è in pratica la somma degli inversi della transconduttanza sua e di Q405 (Q406) posta in parallelo alla R417 (R418) da 82 Ohm. in soldoni abbiamo: (7,7+6,5)//82 = 12,2 Ohm circa. Q407 (Q408), avendo di fatto la base cortocircuitata a massa per i segnali audio, funziona nella configurazione detta a base comune: in queste condizioni l'unica componente che rimane a definire la sua impedenza di uscita collettore-emettitore è la cosiddetta resistenza di Early che è in pratica dipendente dalla sola tensione di alimentazione e vale, con il BC556 usato alla corrente di collettore di 3,3 mA, circa 48 kOhm che, moltiplicato per il rapporto tra la Re totale vista dal suo emettitore e la sua propria Re interna (in soldoni: (12,2/7,8)+1 = 2,56 circa) ci fornisce il sospirato contributo all'impedenza di carico su cui lavora il transistor stesso: 123 kOhm, che vanno posti in parallelo agli altri per ricavare finalmente "il" carico di lavoro su cui si sviluppa il guadagno in tensione dello stadio.

A bassa frequenza, dove il carico fornito dalla rete RIAA è minimo, l'impedenza di lavoro vale 123k//20k ovvero 17,2 kOhm che, divisi dalla Re dello stadio (12,2) ci da un guadagno di tensione pari a circa 1410 (63 dB) che, pur discreto per un singolo stadio, è ridicolmente basso di fronte al 720 (57 dB) richiesto dal circuito ad anello chiuso. Urge il contributo del primo stadio che, pur modesto, innalzando il guadagno complessivo a circa 27.000 (88 dB), ci lascia, con il circuito di retroazione chiuso, con un guadagno di anello almeno decente: 31 dB contro i 6 che ci saremmo ritrovati senza di lui. Un valore basso ma non più di tanto: anche con di operazionali più "agguerriti" dal punto di vista del guadagno ad anello aperto, normalmente in questo tipo di circuiti ci si attesta su valori che sono solo 10 volte (20 dB) più alti, di cui la più parte va sprecata per compensare la distorsione di incrocio del loro stadio di uscita in classe B, che qui semplicemente non esiste.

Ad alta frequenza, aggiungendosi al carico di uscita anche la reattanza capacitiva della rete RIAA, il guadagno ad anello aperto si riduce parecchio: ai 17,2 kOhm di carico già trovati va posta in parallelo la reattanza capacitiva della RIAA (come già detto, sono 750 pF per una Xc di circa 10,1 kOhm a 20 kHz). Il carico risultante (ricavabile, a causa della presenza di un elemento reattivo, con una procedura un po' diversa dal semplice calcolo del parallelo di due resistenze) vale circa 8.7 kOnhm che divisi per i 12,2 di Re ci ritorna un guadagno ad anello aperto di 713 (57 dB, poco più della metà del caso precedente che però, con un guadagno richiesto ad anello chiuso pari a 8 (18 dB) ci lascia con un guadagno di anello di 39 dB che, aggiunti ai 25,6 dB del primo stadio ci danno un totale di quasi 65 dB a 20 kHz. Decisamente e pericolosamente troppi! Urge compensazione di sicurezza!

Tale compensazione è operata dal C413 (C414) da 10 pF posti tra base e collettore di Q405 (Q406). Chi si è letto il mio post sul V7000 avrà già capito che qui è messo in opera lo stesso artificio che si era attuato sul primo transistor dello pseudo differenziale posto all'ingresso del finale: un piccolo condensatore viene "ingrandito" per effetto Miller in modo da ottenere la stessa compensazione senza però subire lo stesso degrado che si avrebbe sullo slew-rate del circuito, un parametro a cui il progettista del NAD sembra tenesse particolarmente a cuore.

Il guadagno ricavato sul Q405 (Q406) da destinare all'effetto Miller non è elevatissimo e si ottiene dividendo i 390 Ohm di R415 (R416) per gli ormai soliti 12,2 Ohm (il differenziale è fasullo come nel V7000 ma ciò non toglie che gli emettitori dei due transistori collegati insieme condividano lo stesso destino a cominciare dal vedere la stessa Re equivalente): circa 32 che moltiplicato per il valore di C413 (C414) - a cui vanno aggiunte le capacità interne ai transistori, 2.5 pF circa - danno 384 pF. Questi, posti in parallelo a R407 (R408) da 3,9 kOhm, formano un polo di compensazione che interviene a partire dai 106 kHz, segno che il progettista si sentiva comunque abbastanza sicuro dell'effetto di autocompensazione prodotto dalla rete RIAA stessa.
Vale la pena di notare come, ancora una volta, venga mantenuto volutamente alto il guadagno di anello anche in banda ultrasonica.

Prima di passare a esaminare lo stadio di linea, vorrei concludere con un paio di considerazioni su questo stadio Phono sì anomalo ma solo fino a un certo punto. Di fatto le sue anomalie derivano da un unica fonte: l'aver voluto conservare la struttura a due stadi (e originariamente a soli due transistori) SENZA i suoi problemi, soprattutto per quanto riguarda la massima accettazione in ingresso. Il circuito originario prevedeva infatti un primo transistore lavorante a bassa tensione e corrente in modo da garantire il guadagno in tensione più alto possibile - e per questo caricati da resistenze di valore abnorme per uno stadio a transistor: resistenze di collettore oltre i 100 kOhm erano norma corrente - e aventi per conseguenza livelli di accettazione d'ingresso veramente scarsi (25-30 mV a dir tanto). A seguire vi era un secondo transistor che, oltre a guadagnare ancora qualcosa in tensione, aveva soprattutto l'incarico di erogare corrente in uscita in modo da ottenere una impedenza di uscita ad anello aperto, se non proprio bassa, almeno non esageratamente alta: la media era intorno ai 5-6 kOhm.

Il circuito del NAD risolve i problemi di questo tipo di circuito spostando il requisito di procacciare un alto guadagno ad anello aperto dal primo al secondo stadio, lasciando allo stadio d'ingresso il solo guadagno necessario a svolgere l'unico compito che realmente gli spetta, cioè fare da buffer antirumore.
Ma questo è solo uno degli obiettivi che il progettista voleva conseguire in questo stadio: un secondo obiettivo era isolare tra loro le due cause più importanti di distorsione nei transistori bipolari - le instabilità del beta e la dipendenza strutturale della transconduttanza dalla corrente di collettore - in modo da neutralizzarle il più possibile e diminuire la quantità totale di distorsione da far correggere alla controreazione.

Ciò è stato ottenuto facendo sì che i transistori di ciascun stadio amplificassero o in tensione o in corrente ma NON le due cose insieme. Da questo punto di vista Q401-Q403 (Q402-Q404) e Q405-Q407 (Q406-Q408) formano due "supertransistor" a tutti gli effetti, di cui un membro, collegato a inseguitore di emettitore, è dedicato al buffering in corrente (Q401 e Q405) e l'altro, COLLEGATO A BASE COMUNE (Q403 e Q407), è invece dedicato all'amplificazione in tensione vera e propria.

Nel caso dei buffer in corrente, la linearità in tensione viene garantita dal fatto che essa viene trasferita praticamente immutata dall'ingresso all'uscita del transistor mentre con gli amplificatori in tensione la linearità in corrente viene garantita dal fatto che questa volta è la corrente ad essere trasferita quasi immutata dall'ingresso all'uscita. Inoltre, per questi ultimi, la struttura a pseudo differenziale del secondo stadio aiuta a compensare e ad abbassare le non linearità che si verificano nell'amplificazione in tensione, un aiuto prezioso sia per l'alto guadagno dello stadio sia per l'escursione relativamente più ampia delle sue correnti di uscita.

Nel complesso tutto il circuito è costruito per ottenere ad anello aperto sia una distorsione più bassa (a occhiometro circa la metà) sia per ottenerla prevalentemente di armoniche pari o addirittura unicamente di seconda armonica, un obbiettivo questo presente anche nel finale delll'apparecchio dove, dopo tutte le precauzioni usate per diminuire la distorsione, quella che rimane viene volutamente "pilotata" dalle asimmetrie del circuito in modo da essere, in condizioni di esercizio tranquille, prevalentemente di seconda armonica.

Siamo quasi arrivati: ci rimane da esaminare l'ultimo stadio di questo, se non bello, comunque interessante amplificatore: lo stadio di linea e dei controlli di tono. La topologia di questo circuito, tradisce, nella sua apparente semplicità, come per il progettista elaborare questo amplificatore sia stato anche (e forse soprattutto!) un vero e proprio GIOCARE con l'elettronica. Un giocare di gran classe ma che lascia trasparire, sotto le pieghe dell'ingegnere, il bimbo vispo di mente, curioso e birichino che si accontenta dello scontato solo quando non gli lasciano alternative.
Infatti questo circuito, composto da tre transistori è in realtà un due stadi mascherato da tre. Quello che sembra un terzo stadio (lo stadio di uscita a inseguitore di emettitore) lavora in realtà in push-pull con il secondo! Chi magari ha avuto in passato l'occasione di vedere lo schema dello stadio finale video RGB di un TV a colori, ritroverà in questo "strano" push-pull qualcosa di familiare. Inoltre questo stadio composto da Q503-Q505 (Q504-Q506) è, dal punto di vista grafico, il circuito più simile a un SRPP a stato solido che mi sia capitato di vedere in circolazione e soprattutto in un apparecchio audio commerciale. Ma procediamo con ordine.

Nel suo complesso il circuito non è nulla di inedito e, in questo caso è ben evidente, oltre al suo ruolo principale di amplificatore di linea, anche il suo secondo ruolo più importante: separare il potenziometro di volume (e quindi indirettamente gli ingressi) da qualsiasi accidente possa succedere dopo.
Sulla rete di retroazione sono realizzati anche i controlli di tono, del tipo Baxandall modificato che avendo ancorato a massa il lato attenuante dei controlli stessi, gode, rispetto alla versione fluttuante (con i cursori facenti perno sull'ingresso di uno stadio invertente), di una maggior stabilità e di minori possibilità di inneschi causati da accoppiamenti parassiti verso massa attuati attraverso le carcasse dei potenziometri.
A chi si è letto il post sul V1700 è evidente l'identità topologica dei controlli di tono dei due apparecchi: ma mentre nel caso del Grundig, il suo impiego - nella rete di controreazione dello stadio finale! - era da considerarsi un azzardo a causa dell'incognita rappresentata dalle rotazioni di fase prodotte dai diffusori, il suo impiego in questo NAD è molto più tranquillo in quanto l'unica fonte di sfasamenti, tutt'altro che incognita o imprevedibile, è la rete dei toni stessa.
L'unico neo di questo stadio non dipende in realtà da lui ma dal modo in cui è realizzato il controllo di bilanciamento, che rappresenta per lo stadio che precede un carico un po' troppo brutalmente variabile e a cui la saggia precedenza circuitale data all'attenuatore del muting pone solo un rimedio parziale. In questo caso, come in tutti quelli in cui il controllo di bilanciamento è realizzato allo stesso modo, l'opzione migliore è quella di non usare affatto tale comando, lasciandolo in posizione centrale.

Come già detto, questo circuito è un due stadi mascherato da tre. Mentre il primo, costituito da un solo transistor, Q501 (Q502), viene usato come stadio di ingresso e interfaccia convenzionali, il secondo stadio segue invece una logica di funzionamento tutta propria che si propone in pratica il raggiungimento di almeno tre obiettivi:

1) elevato guadagno in tensione, stabile e indipendente dal carico di uscita.

2) corrente di collettore di Q503 (Q504) relativamente indipendente dall'escursione in tensione all'uscita, con conseguente minore distorsione legata alle variazioni della transconduttanza con Ic.

3) bassa impedenza di uscita.

Il guadagno in tensione del circuito si sviluppa soprattutto sulla resistenza di carico R521 (R522) da 12 kOhm. La corrente che scorre in essa, (29,9 - 3,2)/12 kOhm = 2.225 mA, se fosse anche la corrente di collettore di Q503 (Q504), definirebbe, tenuto conto di tutto, un guadagno di tensione pari a circa 735, in sè un buon valore ma, come vedremo ora, non così buono da accontentare il progettista che ha prefissato una corrente di collettore decisamente più alta, ovvero i 2,225 mA appena trovati PIU la corrente che scorre attraverso il transistor d'uscita Q505 (Q506), che vale circa 4.9 mA. Il totale, 7,125 mA, ci fornisce per Q503 (Q504) una transconduttanza di 0,274 Siemens (ovvero una Re di 3,65 Ohm) che moltiplicati per il carico equivalente sul collettore di Q503 (Q504) producono un guadagno in tensione di 2348 (67 dB) - oltre il triplo. Non solo, ma per come lavora il circuito, essendo la componente in corrente variabile con il segnale unicamente quella che scorre in R521 (R522), le distorsioni dovute alla variazione di transconduttanza con la corrente di collettore saranno ridotte di conseguenza e cioè a circa un terzo di quanto sarebbe stato altrimenti.
Questo ad anello aperto. Ad anello chiuso, tenendo conto che con i controlli di tono al massimo non sono richiesti più di 20-24 dB di guadagno utile, il guadagno di anello residuo (43 dB) è sufficiente a rendere ininfluente qualsiasi distorsione si possa presentare in pratica. La frequenza di roll-off ad anello aperto, definita da C511 (C512) da 10 pF + 2,5 pF propri del transistor, è pari a circa 1390 Hz, ed è da considerarsi buono: tenendo conto sia della presenza dei controlli di tono sia del basso guadagno utilzzato ad anello chiuso, sarebbe stato un azzardo spingersi oltre.

Infine, l'impedenza di uscita del circuito è pari alla resistenza di carico di Q503 (Q504) - pari a 8,7 kOhm - diviso per il beta di Q505 (Q506) - che possiamo considerare almeno uguale a 250. Il risultato, circa 35 Ohm, è tale da togliere ogni pensiero sulle capacità di pilotaggio proprie di questo stadio, ma soprattutto sulla sua intrinsenca indifferenza alle caratteristiche del carico, comprese quelle inevitabilmente bizzose proprie dei controlli di tono.

Con quest'ultimo passaggio possiamo definire concluso il nostro "viaggio" all'interno del preamplificatore del NAD 3020 nella sua versione originale; un amplificatore che, a prescindere dalla fama che si è conquistato, rappresenta un concreto esempio di cosa significhi veramente "pensare differente" anche in un ambito sfruttatissimo come quello degli amplificatori audio commerciali, dove la maggior parte di essi, dal punto di vista degli schemi, sembrano ormai avere come unico tratto saliente l'essere uno la fotocopia dell'altro.

Piercarlo Boletti


NOTE - Come già accennato nel cappello introduttivo, la sezione preamplificatrice del 3020 si è nel tempo evoluta e trasformata radicalmente. Qui sotto se ne riporta un esempio relativo al Proton 520 (un sottomarchio della NAD) utile per confrontare le differenze circuitali tra l'impostazione iniziale del preamplificatore 3020 (inizio anni ottanta del secolo scorso) e quella più tarda che l'ha sostituita pochi anni prima di essere messo fuori produzione (inizio anni novanta del secolo scorso)



(Revisione in corso - aprile 2018)

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